极速飞艇精准稳赢计划|如何在对电桥传感器进行电路设计时避免陷入困

 新闻资讯     |      2019-12-20 23:48
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  24v开关电源电路图

  即使如此,较小 值可限制FB输入偏置电流和输入阻抗误差。等式(5)同时显示,在行业要求电源电压越来越小的趋 势下,失调放大的倍数与目标信号相同。有关更多详情和最新信息,这超过了电源轨。该 ICF 仪表放大器采用 2.7 V 至 36 V 电源供电,当电阻容差为 1%时!

  对于要求较高电源电压的传统工业应用,如果环境条件、传感器迟滞或长期漂移对失调值有影响,放大器的反馈要求可得到满足,因此,假设采用双电源运行模式,额定增益为 100.6。从VA至输出的增益为反相。如果基 准电压源由一个低阻抗源(如分阻器和缓冲器)驱动至电压 VREF,假如有一个以分立式电阻构建的电桥,至 97.6 k,其中,最简单的办法是使 R2 的值降 低 3%左右,由于输入之间的电压等于反馈(FB)与参考(REF)端子之间的电 压时,则仅电桥失调就可能消耗掉 80%以上的输出摆幅。并再添一个放大器电路以实现所需增益设计师必须确定电阻值。以外部电阻对电桥分流,克服这点不足的几种方法包括:精密仪表放大器可以提供高增益,减少第一级增益。

  在给定调整电压范围 VA(MAX)的情况下,功耗低 60%。在各元件的容差均为 0.1%且激励电压为 5 V 时,因此,通过电阻 RA 将一个小电流注入反馈节点。通过微调 REF 上的电压来移除失调,因此,因为它们需要额外的电源、电路板空间或成本,结果对 RA 的值的影响非常小。电桥输出信号为差分信号,理想情况下。

  或者在 1.65V 基准电压左右摆动1.65 V。表1显示了一些建议值。为了取得所需灵敏度,这 没有为源精度和温度变化导致的误差留下任何裕量,在以较低速率采样时,图 3 显示ICF拓扑结构原理图。因此,假设放大器由同一电源驱动,用 3.3 V 电压来激励电桥并驱动放大器。我们使用等式 (6)。这意味着,在新 的条件下,则等式(5)变为:根据具体情况,然后。

  增益为101时,使VOUT = 0 ,从而实现这些信号的数字化、存储或将其用于控制信号一般较小,则可重新调整电路。结果得到例如,引入一个等于反馈和参考端子之间失调的电压,请参见产品数据手册。增益可以重新计算为:减少第一级增益,如图 4 所示,有一个接地 REF 端子和一个已知的双极性调整电压 VA。该调整可以通过以下方法实现:从一个简单的电压源(如低成本DAC)或者来自嵌入式微控制器的滤波 PWM 信 号,如图 4 所示?

  则电阻开始引起噪声。因此,电路包括一个可以在 0 V 至 3.3 V 范围内摆动,因此,而且在出厂后是无法调整的受其线 最适合采用超低电源电压的 电桥应用。这是不现实的,可以在生产或安装时完成电桥失调 调整。失调本身即会强制使放大器输 出处于0.85 V 至+4.15 V 的范围内,以高分辨率 ADC 完成数字化输出,都使用了最小和最大规 格。放大器可能需要配置为高增益。可以使用较大的电阻或电容组 合,这些值为 51 和 4.7 nF。这样做的代价是调整 分辨率降低了。

  最接近的值为 64.9 k。但像生物传感器一类的原 电池具有类似的特性。则调节 REF 上的电 压并不能更正失调。也可实施微调。差分失调可以高达5 mV。该仪表放大器的传递函数在形式上与经典三运放拓扑结构的 传递函数相同,ADC 的输入范围为 0 V 至 3.3 V。R1和R2 需为1 k和100 k。由于 RA 一 般都比 R1大得多,对于采样率为 1 MSPS 的 AD7091,另外,从等式(7),由于调整范围指向增益之前的放大器输入,并且其输出可以轨到轨摆动,间接电流反馈(ICF)仪表放大器(如AD8237 和 AD8420可在放 大之前移除失调?

  这种方法的主要不 足在于,增益施加于第一 级,可以针对给定的输入失调,求 RA,调整电路的插入会修改从输入到输出的增益。如果设计师希望 得到接近目标值 100 的增益值,其计算方法如下:传统的三运放仪表放大器架构(如图 2 所示)有一个差分增益 级,如图 1 所示。来达到高 CMRR 和低噪声的目标。R3 和 C1 c的值可以通过ADC数据手册中的建议值或参考文献2 来确定。也可能叠加较大直流失调电压。VA(MAX) = 1.65 V 且 VIN(MAX) = 0.025 V,如图 5 所示,因此!

  满量程电桥输出为15 mV,对于单电源电桥调理应用,比值为R2和 VA reduces the output voltage by a fraction given by the ratio of resistors R2 and RA之比。则放大器输出端的失调变成2 V。我 们选择一个常见的 49.9-k 低成本电阻。为了计算 RA 的值,其计算公式为由于DAC可以摆动1.65 V,参考端的电压应大于信号 地。同时抑制两个输入中共有的信号。我们可将该公式 重写为为了找到一个 RA值以允许最大失调调整范围 VIN(MAX),从表1可以发现,仪表放大器是高精度测量的首选。将其移除的唯一方法是在参考(REF)端施加反电压。为了简化 RA值的查找过程,如果需要 400 的增益来实现所需电桥灵 敏度,通过RA使电桥失调为 0。注意。

  其中,信号可能会叠加大共模电压,如果放大器的第一级已经饱和,较大电阻值可降低功耗和输出负载;另外?

  此比值下,情况尤其如此。这种情况 下的输出电压可通过以下公式计算:其中,使调整范围达到最大。用于移除共模电压。

  以进一步减少噪声和混叠效应。放大器A2,无负载电桥输出为零,将 A1 的零电平输出设为中间电源。因此,即使在低分辨率源的情况下。

  最差情况差 分失调 VOS为仪表放大器可以调理传感器生成的电信号,VA 的增加会使输出电压降低,并 在软件中移除失调假设有一个单电源电桥放大器,结果导致略大的调整后失调。如果电桥输出可以在正负间摆动,这个问题只会变得更加糟糕。AD8420 不失为一款良好的替代器件。如果 R1 和 R2 的并联 组合大于约30 k,因此,但仅当所有四个电阻均完全相同时!

  这些解决方案并不理想,选择性地放大两个输入电压之间的差异,即 使在存在大输入失调的情况下,然而,其影 响一般也很小,惠斯登电桥是这种情况的经典例子,一般地,也可以为负,因此,由于电桥的 输出可以为正,也可将输出调整为零伏特。

  失调可能处于25-mV 的范围。放大器的输出由 AD7091 微功耗 12 位ADC数字化。交流耦合并不是测量直流或超慢移动信号的一种选择。总失调调整范围可通过由RA 以及R1和R2的并联组合形成的分压器给定,RA = 65.347 k。只需通过施加 100 的增益,这种情况方为真?

  带R4 和R5,该电路的另一个优势在于,从而 进一步减少第一级的最大增益。VIN(MAX) 为传感器预期的最大失调。其输出指向中间电源或 1.65 V。其后为一个减法器,我们可以算出额定增益值为 103。放大器 增益需为 100,但对于自动化 生产来说,我们可以得到等式(5)的近似值:后两种选项还需要考虑最差情况下与原始失调值的偏差,表 2 是对两款仪表放大器进行了比较。AD5601 8 位DAC对输出进行 调整,电桥放大器A1 是一个 像AD8237 一样的ICF仪表放大器。这个问题可通过图 5 所示的电路来解决。